2.2 رویکرد پیکربندی های اینورترهای چند سطحی………………………………………………………………………………………………………………………………. 58
2.3 پیکربندی های مختلف اینورترهای چند سطحی……………………………………………………………………………………………………………………………… 60
…………………………………………………………………………………………………………………………………60 diode clamped multi level inverter 2.3.1

در این سایت فقط تکه هایی از این مطلب با شماره بندی انتهای صفحه درج می شود که ممکن است هنگام انتقال از فایل ورد به داخل سایت کلمات به هم بریزد یا شکل ها درج نشود

شما می توانید تکه های دیگری از این مطلب را با جستجو در همین سایت بخوانید

ولی برای دانلود فایل اصلی با فرمت ورد حاوی تمامی قسمت ها با منابع کامل

اینجا کلیک کنید

………………………………………………………………………………………………………………. 66 Flying capacitor multi level inverter(fcm)2.3.2
……………………………………………………………………………………………………………..70 cascaded inverter multi separated sources 2.3.3
فصل سوم اینورترهای چند سطحی کسکید با ساختار ترکیبی ……………………………………………………………. 77
3.1 اینورترهای ولتاژ پل …………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………….. 78
……………………………………………………………………………………………………………………………………………………… 81blanking time3.2 زمان پوچ
3.3 ساختار تکفاز اینورتر کسکید………………………………………………………………………………………………………………………………………………………… 82
3.4 ساختار کسکید افزایشی …………………………………………………………………………………………………………………………………………………………….. 91
3.5 کاهش المانهای مداری در ساختار کسکید افزایشی……………………………………………………………………………………………………………………. 96
3.6 ساختار کسکید افزایشی کاهشی…………………………………………………………………………………………………………………………………………………… 102
…………………………………………………………… 107OHSW فصل چهارم روش هارمونیک بهینه برای تفکیک موج پله
4.1 مقدمه ………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………… 108
4.2 شکل موج پله ای هارمونیک بهینه شده………………………………………………………………………………………………………………………………………. 111
4.2.1 اینورتر چند سطحی با تقارن ربع موج……………………………………………………………………………………………………………………………………. 111
4.2.2 سری فوریه شکل موج مورد نظر…………………………………………………………………………………………………………………………………………….. 113
منابع……………………………………………………………………………………………………………………………………………………………..123

فهرست شکل ها
عنوان صفحه
فصل اول سیستمهای محرک موتور های AC

شکل 1.1 انواع تبدیل توان الکتریکی و مبدلهای الکترونیک قدرت مربوط …………………………………………………………………………………….. 16
شکل 1.2 نمای کلی یک مولد قدرت…………………………………………………………………………………………………………………………………………………. 17
شکل 1.3 مبدل توان پایه…………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………… 18
…………………………………………………………………………………………………………………………………………………20 DC شکل 1.4 شکل موج ولتاژ ورودی
شکل 5.1 شکل موج های ولتاژ و جریان خروجی در اینورتر پایه ………………………………………………………………………………………………….. 21
شکل 1.6 ساختار پل نیمه …………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………… 24

شکل 1.7 شکل موج خروجی پل نیمه………………………………………………………………………………………………………………………………………………….. 26
شکل 1.8 ساختار پل…………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………….. 26
شکل 1.9 شکل موج خروجی پل………………………………………………………………………………………………………………………………………………………….. 28
شکل 1.10 روش کنترل دامنه توسط کنترل فاز………………………………………………………………………………………………………………………………… 31
34………………………………………………………………………………………………………………..PWM شکل 1.11 موج خروجی برای مبدل با استفاده از
شکل 1.12 طیف فرکانسی در حالات مختلف …………………………………………………………………………………………………………………………………. 36
شکل 1.13 سیستم محرک .وموتور آهنربای دائم……………………………………………………………………………………………………………………………….. 38
شکل 1.14 طرح شماتیک کنترل موتور آهنربای دائم…………………………………………………………………………………………………………………………….. 42
فصل دوم اینورترهای چند سطحی
شکل 2.1 شمای تک قطبی اینورتر چند سطحی با استفاده از سوئیچ……………………………………………………………………………………………….. 56
شکل 2.2 شکل موج خروجی بصورت پله ای……………………………………………………………………………………………………………………………………….. 57
شکل 2.3 شماتیک کلی اینورترهای چند سطحی سه فاز…………………………………………………………………………………………………………………….. 58
سه سطحی………………………………………………………………………………………………………………………………………………………….60 DCMLI شکل 2.4
……………………………………………………………………………………………………………………………………………………..61 DCMLI شکل 2.5 اینورتر تک فاز از
شش سطحی سه فاز ……………………………………………………………………………………………………………………………….. 63 DCMLI شکل 2.6 اینورتر
…………………………………………………………………………………………………………………………………………………64DCMLI شکل 2.7 ساختار های دیگر
…………………………………………………………………………………………………………………………. 66 CAPACITOR CLAMPED شکل 2.8 اینورترهای
سه سطحی……………………………………………………………………………………………………………. 67CAPACITOR CLAMPED شکل 2.9 اینورتر
……………………………………………………………………………………………………………… 70CASCCADE شکل 2.10 یک سلول اینورتر چند سطحی
شکل 2.11 اتصال سلول ها به صورت آبشاری…………………………………………………………………………………………………………………………………… 71
……………………………………………………………………………………………………….. 72CASCCADEشکل 2.12 ساختار کلی اینورتر چند سطحی
شکل 2.13 ساختار تکفاز اینورتر چند سطحی………………………………………………………………………………………………………………………………… 73
فصل سوم اینورترچند سطحی کسکید با ساختار ترکیبی
شکل 3.1 ساختار کلی اینورتر ساده پل ……………………………………………………………………………………………………………………………………… 79
شکل 3.2 الگوی سوئیچینگ برای وصل بودن یکسان تمام سوئیچ ها…………………………………………………………………………………………..80
شکل 3.3 حالت دوم الگوی سوئیچینگ……………………………………………………………………………………………………………………………………… 81
شکل 3.4 زمان پوچ……………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………… 82
سطحی تکفاز………………………………………………………………………………………………………………………………..83 M اینورتر آبشار ی شکل 3.5
شکل 3.6 شکل موج ولتاژ خروجی یک اینورتر نه سطحی……………………………………………………………………………………………………………..84
…………………………………………………………………………………………………………85MATLAB شکل 3.7 شمای مدلینگ اینورتر نه سطحی در
……………………………………………………………………………………………………..86MATLAB شکل 3.8 نتایج شبیه سازی اینورتر نه سطحی در
……………………………………………………………………………………………87MATLAB شکل 3.9 مدار و نتایج شبیه سازی اینورتر 7 سطحی در
…………………………………………………………………………………………..88MATLAB شکل 3.10مدار و نتایج شبیه سازی اینورتر 9 سطحی در
ممکن …………………………………………………………………………………………………………………………………………….90DC شکل 3.11 دو اتصال منبع
شکل 3.12 اتصال کوتاه های ممکن در هر حالت……………………………………………………………………………………………………………………………. 91
………………………………………………………………………………………………………………………….93شکل 3.13 دیاگرام مداری کسکید افزایشی
شکل 3.14 ساختار کسکید افزایشی با دو سلول………………………………………………………………………………………………………………………………. 93
شکل 3.15 شماتیک شبیه سازی و تحلیل فرکانسی کسکید افزایشی…………………………………………………………………………………………. 95
شکل 3.16 نمونه ای از مدار سلول کسکید افزایشی پیشنهادی……………………………………………………………………………………………………. 98
شکل 3.17 دیاگرام مداری سلول پیشنهادی کسکید افزایشی……………………………………………………………………………………………………. 99
شکل 3.18 شماتیک مدل پیشنهادی کسکید افزایشی در MATLAB ……………………………………………………………………………………… 100
شکل 3.19 دیاگرام مداری ماژولی سلول پیشنهادی کسکید افزایشی………………………………………………………………………………………… 100
شکل 3.20 خروجی مدار و تحلیل فرکانسی سلول کسکید افزایشی پیشنهادی…………………………………………………………………………. 101
شکل 3.21 دیاگرام مداری ساختار کسکید افزایشی کاهشی……………………………………………………………………………………………………….. 104
شکل 3.22 شماتیک شبیه سازی مدل کسکید افزایشی و نتایج شبیه سازی……………………………………………………………………………… 105
فصل چهارم روش هارمونیک بهینه برای شکل موج پله OHSW
شکل 4.1 S اینورتر چند سطحی H-BRIDG که به صورت سری به هم متصل شده اند…………………………………………………………. 109
شکل 4.2 ولتاژ خروجی S اینورتر H-BRIDG که به صورت سری به هم متصل شده اند…………………………………………………………. 110
شکل 4.3 تقارن ربع موج S اینورتر H-BRIDG …………………………………………………………………………………………………………………………..113
شکل 4.4 یک چهارم اول شکل موج مورد نظر ………………………………………………………………………………………………………………………………114
فهرست جدول ها
عنوان صفحه
فصل اول سیستمهای محرک موتور های AC
جدول 1. 1 سوئیچینگ ساختار پل …………………………………………………………………………………………………………………………………………………… 27
فصل دوم اینورترهای چند سطحی
جدول 2.1 حالات مختلف کلید ها برای خروجی های متفاوت………………………………………………………………………………………………………. 62
جدول 2.2 حالتهای مختلف کلیدها برای capacitor clamped سه سطحی…………………………………………………………………………… 67
جدول 2.3 حالتهای کلید زنی برای capacitor clamped شش سطحی …………………………………………………………………………………… 68
جدول 2.4 مقایسه پیکربندی های مطرح شده…………………………………………………………………………………………………………………………………….. 75
جدول 2.5 مقایسه اینورترهای ولتاژ در تعداد سوئیچ…………………………………………………………………………………………………………………………… 76
فصل چهارم روش هارمونیک بهینه برای شکل موج پله OHSW
جدول 4.1 زوایای بدست آمده به ازای شاخص های مدولاسیون………………………………………………………………………………………………………… 122
لیست علایم و اختصارات
یکسو کننده های سیلسیومی قابل کنترل SCRمنابع تغذیه بدون وقفه UPSاعوجاج هارمونیکی کل ( (total harmonic distortionTHDضریب جابجایی ( ( displacement factor DFمدولاسیون پهنای باندPWMاینورتر منبع ولتاژ (Voltage Source Inverter)VSIاینورتر منبع جریان (Current Source Inverter)CSIDiode –Clamped Multilevel Inverter DCMIFlying –Capacitor Multilevel Inverter
روش هارمونیک بهینه برای شکل موج پله ای
FCMI
OHSW

فصل اول
سیستمهای محرک موتور های AC

1-1)الکترونیک قدرت چیست؟
الکترونیک قدرت امروزی پس از ساخت یکسو کننده های سیلسیومی قابل کنترل (SCR)یا تریستور ,توسط شرکت جنرال الکتریک در سال 1958 آغاز شد . SCRیک کلید قدرت نیمرسانای یکسویه است که می تواند با اعمال پالس الکتریکی با توان پایین به گیت آن وصل شود . مقادیر مجاز ولتاژ و جریان SCRها از تمامی انواع دیگر کلیدهای قدرت نیمرسانا بیشتر است .
در کشورهای توسعه یافته مبدلهای الکترونیک قدرت در کلیه مناطقی که انرژی الکتریکی در آنها توزیع شده است کاربرد وسیعی یافته است این مبدلهای توان الکتریکی را برای کاربردهای مختلف مانند راه اندازی موتورهای الکتریکی , منابع تغذیه بدون وقفه( UPS ) ,گرمایش و روشنایی ,فرایندهای الکتروشیمیایی ,خطوط انتقال dc ,جبران کننده های توان راکتیو ومنابع تغذیه تنظیم شونده و… مناسب می سازد. همچنین ورود مبدلهای الکترونیک قدرت به تمامی مراحل تولید ,انتقال و توزیع توان باعث افزایش فوق العاده ای در توانایی سیستم بدون سرمایه گذاری در نیروگاه ها و خطوط انتقال جدید می شود بنابراین با توجه به موارد فوق منطقی است که پیش بینی کنیم که هر مهندس برق در طول مدت کارش با بعضی از مبدلهای الکترونیک قدرت برخورد خواهد کرد انواع تبدیل توان الکتریکی و مبدلهای مربوطه که در الکترونیک قدرت امروزی بکار می روند در شکل 1 نشان داده شده است .برای نمونه تبدیل dcبهac توسط اینورتر ها محقق میشود که این مبدل موضوع اصلی بحث ما نیز می باشد.
.
شکل 1-1:انواع تبدیل توان الکتریکی و مبدلهای الکترونیک قدرت مربوطه
کار مبدل قدرت عمدتا مبتنی بر سوئیچینگ قطعات نیمه هادی قدرت است در نتیجه مبدلها هارمونیکهای جریان و ولتاژ را وارد سیستم تغذیه و خروجی مبدلها می کنند این امر باعث اعوجاج در ولتاژ خروجی و تولید هارمونیک در سیستم تغذیه و تداخل با مدارهای تولید کننده سیگنال فرمان و مدارهای مخابراتی میشوند . برای کنترل میزان هارمونیکها معمولأ از فیلترها در ورودی و خروجی سیستمهای مبدل استفاده می شود .
بلوک دیاگرام یک مبدل قدرت بطور کلی بصورت زیر است:
شکل 1-2:نمای کلی یک مولد قدرت
فاکتورهایی چون اعوجاج هارمونیکی کل (total harmonic distortion(THD))و ضریب جابجایی (displacement factor (DF)) و ضریب توان ورودی (input power factor ) معیارهایی برای سنجش کیفیت شکل موج هستند و برای تعیین این فاکتورها ضروری است که مولفه های فرکانسی شکل موج تعیین گردد . برای ارزیابی عملکرد مبدل ,ولتاژها و جریانهای ورودی و خروجی مبدل به سری فوریه بسط داده میشود. کیفیت مبدل قدرت با کیفیت شکل موجهای ولتاژ و جریان آن مشخص میشود و روشهای کنترلی در مبدلهای قدرت نقش مهمی در تولید هارمونیک و اعوجاج شکل موج دارد در ادامه به بحث راجع به این موضوع ها خواهیم پرداخت .

1-2)اینورتر و چگونگی عملکرد آن :

شکل 1-3.مبدل توان پایه
مبدل توان پایه فرضی نشان داده شده در شکل 1-3 اگرچه یک وسیله عملی نیست ولی وسیله آموزش مفیدی برای نمایش اصول تبدیل و کنترل توان الکتریکی است این وسیله یک شبکه دو دهانه شامل پنج کلید است. کلیدهای S1 و S2 اتصال مستقیم به ترتیب بین سرهای ورودی (تغذیه) یعنی I1 و I2 و سرهای خروجی (بار) یعنی O1 و O2 ایجاد می‌کند در حالی که کلیدهای S3 و S4 اتصال ضربدری بین سرهای ورودی و خروجی ایجاد می‌کند.
منبع تغذیه که نوعاً یک منبع ولتاژ خواه dc، خواه ac است توان الکتریکی را از طریق مبدل به بار می‌رساند. بارهای واقعی معمولاً مؤلفه القای قابل توجهی دارند و بنابراین در ملاحظات بعدی باری از نوع مقاومتی ـ القایی (بار RL) در نظر گرفته می‌شود برای حفظ یک مسیر بسته برای جریان بار یک کلید S5 بین سرهای خروجی مبدل وصل می‌شود و هنگامی که کلید‌های S1 تا S4 باز باشند بسته می‌شود. فرض می‌شود که کلیدها به صورت لحظه‌ای و همزمان باز و بسته می‌شوند. بنابراین برای مبدل پایه تنها سه حالت زیر را می‌توان درنظر گرفت.
حالت (0): کلیدهای S1 تا S4 باز بوده و کلید S5 بسته است، که در نتیجه سرهای خروجی اتصال کوتاه می‌شوند و مسیری برای جریان خروجی، در صورت وجود، ایجاد می‌شود. ولتاژ خروجی صفر است سرهای ورودی از سرهای خروجی مجزا هستند به گونه‌ای که جریان ورودی هم صفر است.
حالت (1): کلیدهای S1 و S2 بسته و بقیه باز است ولتاژ خروجی با ولتاژ ورودی و جریان ورودی با جریان خروجی برابر است.
حالت (2): کلیدهای S3 و S4 بسته به بقیه باز می‌باشند. حال ولتاژ و جریان خروجی، به ترتیب منفی ولتاژ و جریان ورودی‌اند.
حال با توجه به این مبدل پایه می‌توان تمامی حالات مبدلهای توان را پیاده سازی کرد و چون مدنظر ما در این بحث اینورترها است به طرح این موضوع بسنده می‌کنیم. اگر تولید ولتاژ ac موردنظر باشد و مبدل پایه از یک مبدل dc تغذیه شود بطوری که ولتاژ ورودی مانند شکل 4-1 باشد.

شکل 1-4. شکل موج ولتاژ ورودی dc
کلیدها برای هر نیم دوره فرکانس خروجی موردنظر حالتهای 1 و 2 با هم جابجا می‌شوند. به این ترتیب سرهای ورودی به طور متناوب، به طور مستقیم و ضربدری به سرهای خروجی وصل می‌شوند و شکل موج ac را اگرچه مطابق شکل 1-5 غیر سینوسی بدست می‌آورند. جریان خروجی از قسمتهایی با تابع افزایشی و با تابع کاهشی تشکیل شده است که خاص شرایط‌گذاری یک مدارRLدر معرض تحریک dc است در اینجا هم به علت تضعیف ناشی از اندوکتانس بار شکل موج جریان نسبت به شکل موج ولتاژ به سینوسی مطلوب نزدیک‌تر است. در عمل، تبدیل توان dc به ac بوسیله اینورترهای الکترونیک قدرت صورت می‌گیرد. در موردی که تشریح شد گفته می‌شود که اینورتر پایه در حالت موج مربعی کار می‌کند. واضح است که اگر قرار باشد ولتاژ ورودی یا خروجی ولتاژ ac سه فاز باشد شکل‌بندی مبدل‌توان پایه به صورت مناسبی گسترش می‌یابد.

شکل 1-5.شکل موجهای ولتاژ و جریان خروجی در اینورتر پایه
به طور مشابه مبدلهای الکترونیک قدرت, شبکه‌ای از کلیدهای قدرت نیمرسانا هستند که دیودهای قدرت را نیز شامل می‌شوند. از عناصر دیگری مانند القاگرها. خازنها، فیوزها و مدارهای کمکی علاوه بر کلیدها, به منظورهای مختلف در مدارهای قدرت مبدلهای الکترونیک قدرت استفاده می‌شود با وجود این در اکثر این مبدلها اصول کار بنیادی همان است که در مورد مبدلهای پایه مطرح شد.
1-2-1 مبدلهای dc به ac “inverter”
تبدیل dc به ac توسط اینورتر تحقق می‌یابد. اینورتر از یک منبع dc تغذیه می‌شود ولی ولتاژ و جریان خروجی ac مؤلفه‌های بزرگی با دامنه و فرکانس قابل تنظیم دارند. بسته به نوع منبع اینورترهای ولتاژ (IVSI) و اینورترهای جریان (ICSI)، مشخص می‌شوند علاوه بر یکسوکننده‌ها اینورترهای ولتاژ متداول‌ترین مبدلهای الکترونیک قدرت به شمار می‌روند. ولتاژ ورودی dc برای اینورتر ولتاژ از یک یکسوکننده معمولاً کنترل شونده دیویدی یا از دیگر منابع dc (مانند باطری و…) تأمین می‌شود.
اینورترها را می‌توان با هر تعداد فاز خروجی ساخت. در عمل اینورترهای تکفاز و سه فاز بیشتر به کار می‌روند. اخیراً ساخت موتورهای ac با بیشتر از سه فاز به منظور بالا بردن قابلیت اطمینان در بعضی کاربردهای خاص پیشنهاد شده است. چنین موتورهایی از اینورترهای چندفاز مناسب تغذیه می‌شوند.
امروزه تقریباً تنها از کلیدهای قدرت نیمرسانای تمام کنترل شونده عمدتاً IGBT (در اینورتر با توان متوسط) و GTO (در اینورترهای با توان بالا) استفاده می‌شود.
کلیدهای هر ساق اینورتر نباید همزمان روشن باشد چون باعث اتصال کوتاه شدن منبع می‌شود. این حالت اتصال کوتاه ساق نامیده می‌شود.
کلیدهای نیمرسانا حتی کلیدهای سریع برای رفتن از یک حالت هدایت به حالت دیگر به زمانهای گذاری معینی نیاز دارند بنابراین در عمل برای اجتناب از اتصال کوتاه ساق هر کلید کمی قبل از روشن شدن کلید دیگر همان ساق خاموش می‌شود بازه زمانی میان سیگنالهای خاموش و روشن کلیدها ، زمان تهی یا زمان مرده نامیده می‌شود.
وقتی که جهت جریان خروجی، io به گونه‌ای است که نمی‌تواند در کلیدی که روشن شده است جریان یابد دیود آزاد چرخ موازی ، با کلید یک مسیر بسته برای جریان فراهم می‌کند.
اگر بار کاملاً مقاومتی باشد وجود دیود آزاد چرخ لزومی ندارد اما در غیراینصورت قطع جریان در اندوکتانس بار باعث اضافه ولتاژهای خطرناک می‌شود.
گفته می‌شود که دیودهای آزاد چرخ جریان راکتیو یعنی مؤلفه‌ای از جریان خروجی را که نود درجه نسبت به مولفه اصلی ولتاژ خروجی تأخیر دارد هدایت می‌کند.
2.2.1 هارمونیک ها در سیستم های الکتریکی
یکی از بزرگترین مشکلاتی کیفیت توان وجود مشخصه های هارمونیکی در سیستم های الکتریکی است. به طور کلی هارمونیک ها به دو دسته تقسیم می شوند:
هارمونیک های ولتاژ
هارمونیک های جریان
هارمونیک های جریان معمولا” به دلیل وجود هارمونیک در منبع ولتاژ تولید می شوند و به نوع بار که خازنی مقاومتی و یا سلفی است بستگی دارند. هر دو نوع هارمونیک به وسیله ی منبع یا بار تولید می شوند. هارمونیک هایی که به وسیله ی بار تولید می شوند به دلیل وجود رفتارهای غیرخطی تجهیزات هستند که شامل مبدل های توان ، ابزارهای تفکیک نور دشارژ گازی و… می باشد.
اکثر بارهای عملی دارای اندوکتانس اند. از آنجایی که چنین باری یک فیلتر پایین گذر تشکیل می دهد هارمونیک های مرتبه ی بالای ولتاژ خروجی مبدل ، نسبت به هارمونیک های مرتبه ی پایین اثر کمتری بر روی جریان خروجی می گذارند. بنابراین ، کیفیت جریان به شدت به دامنه های هارمونیک های مرتبه ی پایین در طیف فرکانسی ولتاژ خروجی بستگی دارد. از طرف دیگر هارمونیک های منبع اساسا” به وسیله ی منبع تغذیه با شکل موج ولتاژ غیرسینوسی تولید می شود. هارمونیک های ولتاژ و جریان منبع باعث ایجاد اتلاف های توان و تداخل الکترومغناطیسی می شوند. هر شکل موج متناوب را می توان به صورت یک مؤلفه ی اصلی و تعداد نامتناهی از هارمونیک ها نشان داد. این هارمونیک ها را با استفاده از سری فوریه بدست می آوریم. اعوجاج هارمونیکی کل (THD) برحسب دامنه ی هارمونیک ها(Hn) در فرکانس nω0 تعریف می شود. ω0فرکانس مؤلفه ی اصلی با دامنه ی H1 است. N عدد صحیح است و THD با فرمول زیر بیان می شود.
THD=√(∑_(n=2)^∞▒H_((n))^2 )/H_1
(1.1)
3.2.1 اینورتر منبع ولتاژ دو سطحی و سه سطحی
اینورترهای کلیددار dc به ac در منابع توان ac وگرداننده های موتور های ac به منظور تولید یک خروجی ac سینوسی با دامنه و فرکانس قابل تنظیم ، استفاده می شوند. در واقع ما یک اینورتر را در سیستم های ac تکفاز و سه فاز استفاده می کنیم. بسته به نوع منبع ، اینورترهای ولتاژ (VSI) و اینورترهای جریان (CSI) مشخص می شوند . یک پل نیمه1 ساده ترین ساختار است که برای تولید یک شکل موج مربعی دو سطحی استفاده می شود. در این ترکیب به یک منبع تولید ولتاژ با سر وسط نیاز داریم و می توانیم آن را با استفاده از یک منبع ساده که با دو خازن کاملا” همسان که به طور سری به هم متصل شده اند نیز ایجاد کنیم. یک اینورتر پل نیمه تکفاز در شکل 6.1 نشان داده شده است:
شکل 6.1 ساختار پل نیمه
در اینورتر پل نیمه تکفاز فقط به دو سوییچ نیاز داریم. برای جلوگیری از اتصال کوتاه شدن منبع دو سوییچ نباید همزمان روشن شوند. S1 روشن و S2 خاموش است تا ولتاژ دو سر بار (VAO) برابر +Vs/2 شود. برای کامل شدن یک سیکل S1 خاموش و S2 روشن می شوند و ولتاژ VAO برابرVs/2 – می شود. وقتی ترانزیستور خاموش است ولتاژ معکوس روی آن VS است.
ولتاژ لحظه ای خروجی توسط سری فوریه به صورت زیر بیان می شود.
v_o (t)=∑_(n=1,3,5,⋯)^∞▒(2V_S)/nπ sin⁡nωt
(2.1)
مقدارمؤثر ولتاژ خروجی از رابطه ی زیر بدست می آید.
V_o=(2/T_0 ∫_0^(T_0/2)▒(V_S^2)/4 dt)^(1/2)=V_S/2
(3.1)
شکل موج خروجی پل نیمه اینورتر ولتاژ تکفاز در شکل 7.1 نشان داده شده است.
شکل 7.1 شکل موج خروجی پل نیمه
ساختار پل2 برای ایجاد یک شکل موج خروجی مربعی سه سطحی بکار می رود. که در شکل 8.1 نشان داده شده است.
شکل 8.1 ساختار پل
در پل روشن شدن S1 و S4 و هم چنین خاموش شدن S2 و S3 ولتاژ +V_S را در دو سر بار ایجاد می کند و وقتی S1 و S4 خاموش شوند و S2 و S3 روشن شوند ولتاژ VAB برابر -V_S می شود .
برای تولید ولتاژ صفر در پل باید S1 و S2 روشن و S3 و S4 خاموش باشد و یا برعکس. سه حالت ممکن که در بالا بحث شد در جدول 1.1 نشان داده شده است.
جدول 1.1 سوئیچینگ ساختار پل
ولتاژ لحظه ای خروجی توسط سری فوریه به صورت زیر بیان می شود.
v_o (t)=∑_(n=1,3,5,⋯)^∞▒(4V_S)/nπ sin⁡nωt
(4.1)
مقدارمؤثر ولتاژ خروجی از رابطه ی زیر بدست می آید.
V_o=(2/T_0 ∫_0^(T_0/2)▒V_S^2 dt)^(1/2)=V_S
(5.1)
باید دقت کنیم که S1 و S3 به طور همزمان بسته نشوند و هم چنین S4 و S2 نیز نباید در یک زمان بسته شوند که این امر موجب اتصال کوتاه شدن منبع ولتاژ DC می شود . شکل موج خروجی در شکل 4.1 نشان داده شده است.
شکل 9.1 شکل موج خروجی پل
1-3)مشخصات شکل موج خروجی مناسب و روش‌ های رسیدن به آن :
کیفیت مبدل قدرت با کیفیت شکل موجهای ولتاژ و جریان آن مشخص می‌شود. و از آنجایی که اکثر بارها دارای اندوکتانس است و این مانند یک فیلتر پایین‌گذر عمل می‌کند هارمونیکهای بالای شکل موج ولتاژ نسبت به هارمونیکهای پایین اثر کمتری روی جریان خروجی می‌گذارند بنابراین کیفیت جریان به شدت به دامنه هارمونیکهای پایین در محدوده طیف فرکانسی بستگی دارد و کاهش دامنه هارمونیکهای مرتبه پایین ولتاژ خروجی به معنی افزایش کیفیت شکل موجهای جریان خروجی است برای رسیدن به کیفیت بیشتر در شکل موجها می‌باید بتوان دامنه شکل موجها را نیز کنترل کرد همچنین می‌توان توسط نزدیک کردن شکل موج خروجی ولتاژ به حالت سینوسی جریان آن نیز ایده‌آل‌تر نمود که این مهم توسط اینورترهای چندسطحی می‌تواند بوجود آید. در ادامه روشهای دیگری نیز برای کنترل دامنه یعنی روش کنترل فاز و pwm مطرح خواهد شد که البته تمامی این روشها و خصوصاً همراهی روش pwm و استفاده از ساختار اینورترهای چندسطحی باعث بالارفتن قابل توجه کیفیت شکل موج خروجی شده است
1-4)روشهای کنترل دامنه در مبدل الکترونیک قدرت dc به ac
دو روش در کنترل دامنه وجود دارد 1- کنترل فاز 2- مدولاسیون پهنای باند(PWM)
1-4-1)کنترل فاز
سؤالی که مطرح می‌شود این است که چگونه می‌توان دامنه ولتاژ خروجی و در نتیجه دامنه جریان خروجی را کنترل کرد. قبلاً با ترانسفورماتورهای الکتریکی و اتوترانسها که به منظور تنظیم دامنه ولتاژ جریان ac استفاده می‌شود آشنا هستیم ولی این تجهیزات بزرگ و سنگین هستند و نیز برای فرکانسهای ثابت طراحی می‌شوند و برای کنترل دامنه در گستره‌ای وسیع عملی نیستند و اصول کار آنها نیز اجازه تبدیل کمیتهای dc را نمی‌دهند.
در جاهایی که اتلاف توان اهمیت کمتری دارد از تقسیم‌های مقاومتی برای کنترل این عوامل استفاده می‌کرده‌اند. ولی این کار در کاربردهای توان بالا نباید استفاده شود (استفاده از ترانزیستور در حالات قطع و اشباع نیز مانند همان کنترل مقاومتی است چون در حقیقت آن یک مقاومت کنترل شده است.
واضح است که اشکال اصلی کنترل مقاومتی در این است که جریان خروجی از مقاومت کنترل‌کننده عبور می‌کند. در نتیجه اتلاف توان در این مقاومت بوجود می‌آید. حتی به غیر از ملاحظات اقتصادی اتلاف توان زیاد در مبدلها سیستم خنک‌کنندگی بزرگی را ایجاب می‌کند. در تبدیل توان با بازده بالا خنک‌کنندگی اغلب یک مسأله مهم است. در مبدلهای الکترونیک قدرت کافی است که مقدار متوسط شکل موجهای dc و مقدار مؤثر شکل موجهای ac کنترل شود که یکی از راههای کنترل این مقادیر می‌توان همانطور که از مبدل پایه خاطر داریم میتوان ارتباط بین ورودی و خروجی را برای مدت مشخص قطع کرد. بسته به طول فواصل صفر مقدار متوسط یا مقدار مؤثر از شکل موج کامل تا حدودی کمتر می‌شود.
در روش کنترل فاز در حقیقت به جهت استفاده از SCR و یا عناصر الکترونیک قدرت ما می‌توانیم زاویه آتش را در محدوده مجاز آن (مثلاً در SCR در یک نیم سیکل (بین %00-8) تغییر دهیم و با تغییر این زاویه آتش باعث شویم که زمان روشن بودن یا به عبارت بهتر عبور جریان از کلیه تغییر کند و مثل صحبت قبل در نتیجه مقدار متوسط و یا مقدار مؤثر را کنترل نماییم به این روش ، روش کنترل فاز می‌گویند. شکل 6 ، این مطلب را نشان می‌دهد. این روش برای استفاده در کلیدهای نیمرسانای نیمه کنترل شونده است که دیگر پالس برای خاموش کردن نداریم و می‌باید حتماً جریان از یک حدی کمتر شود تا خاموش شود (SCR)
pwm: کلیدهای نیمرسانای تماماً کنترل شونده کنترل مؤثرتری را با استفاده از روش به اصطلاح مدوله‌سازی پهنای پالس pwm ممکن می‌کند.

شکل 1-10 روش کنترل دامنه توسط کنترل فاز

1-4-2)مدوله‌سازی پهنای باند: pwm
همانطور که در بخش قبل دیدیم کنترل ولتاژ خروجی مبدل الکترونیک قدرت که بوسیله روش تنظیم تأخیر زاویه آتش صورت می گیرد ، از ویژگی‌های عملی کلیدهای قدرت نیمه کنترل‌شونده می باشد. کنترل فاز هرچند اصولاً روش ساده‌ای است ولی اعوجاج زیادی در جریان خروجی مبدل ایجاد می‌کند که هرچه تأخیر بکار رفته بیشتر باشد این اعوجاج بیشتر خواهد بود واضح است که اعوجاج جریان ناشی از اعوجاج ولتاژ است با این وجود در الکترونیک قدرت صورت شکل موجهای ولتاژ کمتر از جریان مورد توجه قرار می‌گیرد.
اکثر بارهای عملی دارای اندوکتانس است. از آنجایی که چنین باری یک فیلتر پایین‌گذر تشکیل می‌دهد هارمونیکهای بالای ولتاژ خروجی مبدل نسبت به هارمونیکهای پایین اثر کمتری بر روی جریان خروجی می‌گذارند. بنابراین کیفیت جریان به شدت به دامنه‌های هارمونیکهای مرتبه پایین در طیف فرکانس ولتاژ خروجی بستگی دارد . در بعضی موارد عملی خاص فیلترهای پایین‌گذر دیگری باید بین بار و مبدل نصب شود این فیلترها که تمام توان تحویلی مبدل را عبور می‌دهند بزرگ و گران قیمت خواهند بود و اگر از هیچ فیلتری استفاده نشود جریان ا عوجاج‌ دار کیفیت و بازده عملکرد بار را کاهش می‌دهد . همچنین گاهاً اعوجاج جریان ورودی «خصوصاً ac» نیز برای ما بسیار اهمیت دارد چون باعث اعوجاج و تداخل الکترومغناطیس (EMI) با سیستم‌های مخابراتی می‌شود از این‌رو نصب فیلتر در ورودی‌ها نیز هزینه کل تبدیل توان را بالا می‌برد هرچه فرکانسهای هارمونیک‌هایی که باید تضعیف شود کمتر باشد فیلتر بزرگتر و گران‌تر لازم است.
روش متفاوتی که در اینجا برای کنترل جریان و ولتاژ با pwm ذکر شد مشخصه‌های طیفی بهتری برای مبدلها ایجاد می‌کند. بنابراین طرح‌های مدوله‌سازی پهنای پالس (pwm) به طور فزاینده‌ای در مبدلهای الکترونیک قدرت به کار می‌روند و به تدریج جایگزین روشهای کنترل فاز می‌شوند . معمولا” عملکرد یک اینورتر با هر روش کلیدزنی به محتوای هارمونیکی ولتاژ خروجی وابسته است . محققان الکترونیک قدرت روش های جدید بسیاری را برای کاهش هارمونیک ها در چنین شکل موج هایی مورد مطالعه قرار می دهند. در توپولوژی اینورترهای چند سطحی ، چندین توپولوژی مدولاسیون شناخته شده است که یکی از آنها را معرفی خواهیم کرد و از آن استفاده می کنیم .
اساس pwm را می‌توان با در نظر گرفتن تبدیل توان dc به dc توسط (چاپر) مبدل پایه که بوسیله یک منبع ولتاژ dc ثابت تغذیه می‌شود به بهترین وجه تشریح کرد مبدل پایه مؤلفه dc ولتاژ خروجی را کنترل می‌کند. این کار توسط کلیدهای مبدل انجام می‌شود بگونه‌ای که ولتاژ خروجی از رشته‌ای از پالسها (حالت 1 مبدل) که بین آنها بریدگی‌هایی (حالت صفر) ایجاد شده تشکیل می‌شود. به همین دلیل این مبدلها را برشگر می نامند.
اگرچه فرکانس کلیدزنی fsw که با رابطه است بر مؤلفه dc ولتاژ خروجی تأثیر ندارد کیفیت جریان خروجی به شدت به fsw بستگی دارد. که هرچه بیشتر باشد ریپل‌کمتری در جریان داریم.
کاهش موجک جریان را می‌توان با تحلیل هارمونیکی ولتاژ خروجی نیز توضیح داد توجه داشته باشیم که فرکانس خروجی اصلی برابر با فرکانس کلیدزنی است.
با نشان دادن شکل موجهای حاصله از روش کنترل فاز و pwm به کیفیت بالاتر در pwm پی خواهیم برد شکل 7 به عنوان مثال در مبدلهای با نام فراصوتی این فرکانس کلیدزنی از KHZ20 بالاترند. ولی عموماً در محدوده چند KHZ است.
باید توجه داشت که مدوله‌سازی پهنای پالس pwm که در آن نسبت کارکرد کلیدها ثابت است فقط برای تفهیم اصول اساسی مبدلهای pwm به کار رفته و در عمل نسبتهای ثابت تنها به طور نوعی برای برشگرها و کنترل‌کننده‌های ولتاژ ac به کار می‌رود. و یکسوکننده‌ها و اینورترهای pwm از روش pwm که در آنها نسبت کارکرد کلید را در طول سیکل ولتاژ خروجی تغییر می‌کنند استفاده می‌کند.
شکل 1-11موج خروجی برای مبدل با استفاده از pwm
همه مثالهای مبدلهای pwm به روشنی نشان می‌دهد که هرچه فرکانسهای کلیدزنی بالاتر باشد کیفیت جریان خروجی حاصل بهتر خواهد بود متأسفانه فرکانس کلیدزنی مجاز در مبدلهای الکترونیک قدرت به وسیله چند عامل کلیدهای قدرت از جمله توسط مقدار زمانیکه احتیاج است تا از حالت روشن به خاموش و برعکس بروند محدود میشود پس فرکانس کار کلید و سیستم کنترل یک مبدل دارای سرعت عملکرد محدودی است. و تلفات بیشتر در نتیجه کلیدزنی بیشتر را خواهیم داشت.

شکل 1-12.طیف فرکانسی در حالات مختلف

1-5) موتور آهنربای دائم
مقدمه
موتور آهنربای دائم با داشتن مشخصه های بسیار مناسب دارای کاربردهای بالایی می باشد. دارای گشتاور بالا،کارایی و چگالی توان بالا، و پاسخ دهی دینامیکی بالا. بواسطه این پارامترها، موتور آهنربای دائم برای کاربردهای زیادی در صنعت پیشنهاد می شوند، کارایی بالایی در سرو موتورها، و کاربردهای خاصی که اندازه و وزن کمی باید داشته باشند یعنی جاهایی که محدودیت فضایی داریم مانند استفاده از موتور آهنربای دائم در خودروها و صنایع فضایی.

دسته بندی : پایان نامه ارشد

دیدگاهتان را بنویسید